全桥移相和全桥LLC的区别_生活广记

1、移相全桥：PWM控制，控制电路简单，主电路参数简单，ZVS，不能实现ZCS
2、有源嵌位：目的是解决整流电路不能ZCS，损耗大，尖峰过高的问题，但是由于逆变和整流都要控制，控制电路相对较复杂
3、LLC：PFM控制，控制电路简单，主电路参数设计较复杂，逆变ZVS，整流ZCS，由于调频范围受限，不能全量程输出
个人认为：
控制电路设计复杂度：有源嵌位>LLC>移相
主电路设计复杂度：LLC>有源嵌位>移相
效率：LLC>有源嵌位>移相
输出范围：有源嵌位=移相>LLC
1 软开关电路
软开关可分为零电流开关（ZCS）、零电压开关（ZVS）和零电压零电流开关（ZV-ZCS）等三种开关形式,又有软开通和软关断两种。普通PWM变换器以改变驱动信号的脉冲宽度来调节输出电压,且在功率开关管开关期间存在很大损耗,因此,这种硬开关电源的尖峰干扰大,可靠性差,效率低。而移相控制全桥软开关电源则是通过改变两臂对角线上下管驱动电压移相角的大小来调节输出电压,这种方式是让超前臂管栅压领先于滞后臂管栅压一个相位,并在IC控制端对同一桥臂的两个反相驱动电压设置不同的死区时间,同时巧妙地利用变压器漏感和功率管的结电容和寄生电容来完成谐振过程以实现零电压开通,从而错开了功率器件电流与电压同时处于较高值的硬开关状态,并有效克服了感性关断电压尖峰和容性开通时管温过高的缺点,减少了开关损耗与干扰。
这种软开关电路的特点如下：
（1）移相全桥软开关电路可以降低开关损耗,提高电路效率。
（2）由于降低了开通过的du/dt,消除了寄生振荡,从而降低了电源输出的纹波,有利于噪声滤波电路的简化。
（3）当负载较小时,由于谐振能量不足而不能实现零电压开关,因此效率将明显下降。
（4）该软开关电路存在占空比丢失现象,重载时更加严重,为了能达到所要求的最大输出功率,则必须适当降低变化,而这将导致初级电流的增加并加重开关器件的负担。
（5）由于谐振电感与输出整流二极管结电容形成振荡,因此,整流二极管需要承受较高的峰值电压。
2 工作原理
移相全桥零电压PWM软开关的实际电路如图1所示。它由4只开关功率管S1、S2、S3、S4(MOSFET或IGBT)、4只反向并接的高速开关二极管D1、D2、D3、D4以及4只并联电容C1、C2、C3、C4（包括开关功率管输出结电容和外接吸收电容）组成,与硬开关PWM电路相比该电路仅多了一个代表变压器的漏感与独立电感之和的谐振电感Lr 。零电压开关的实质,就是在利用谐振过程中对并联电容的充放电来让某一桥臂电压UA或UB快速升到电源电压或者降到零值,从而使同一桥臂即将开通的并接二极管导通,并把该管的端电压箝在0,为ZVS创造条件。电路中的4个开关功率管的开关控制波形如图2所示。
该波形在一个周期内被按时域分成了8个区间,每个区间代表电路工作的一个过程。除死区时间外,电路中总有两个开关同时导通;共有四种组态：S1和S4、S1和S3、S2和S3、S2和S4,周而复始。由图2可知,当S1和S4、S2和S3组合时,即T0-T1、T4-T5时间段为工作电路输出功率状态,而在S1和S3、S2和S4组合时,即T2-T3、T6-T7时间段为电路续流状态;T3-T4、T7-T8时间段内为从续流状态向输出功率转换的谐振过程;T1-T2、T5-T4时间段内为从输出功率状态向续流状态转换的谐振过程,后四个区间称为死区,谐振过程都发生在死区里,死区时间由控制器来设置。
下面具体分析各个区间的工作原理。
2.1 输出功率状态1（T0-T1）
假如初始状态为T0-T1区间,那么,此刻的功率开关管S1、S4都处于导通状态,A、B两点间的电压为U,初级电流从初始Ip点线性上升,变压器次级感应的电压将使DR2导通,DR1截止,输出电流经DR2流向输出电感,并在电容储能后给负载提供电流,到达T1时刻时,输出功率状态1过程结束。
2.2 超前臂谐振过程1（T1-T2）
当T1时刻到来时,开关管S4由导通变为截止,存储在电感的能量对C4进行充电,同时C3放电以使B点的电压渐渐升高,当C4的电压充到U时,D3导通,开关功率S3的源漏电压为0,从而为开关功率管S3零电压的开通准备了条件。因为次级输出电感参与谐振,等效电感为k2L,所以电感储能充足,很容易使B点达以U值,故超前臂容易实现零电压开通。
在这一过程中参与谐振的电容量为C3和C4的并联,电感量为Lr与次级感应的串联电感量。即：
C=C3+C4,L=Lr+k2L
超前臂谐振过程的微分方程如下：
LC（d2Uc/dt2）+Uc=kU0
其中初始状态的Uc(0)=U,iLr(0)=I0/k 。
2.3 续流状态1（T2-T3）
由于开关功率管S1、S3都导通,此时A点与B点的电位皆为U,变压器初始处于短路状态而不输出功率。从T2时刻起,输出电感L两段端的电压极性变反,输出电感由储能状态变为放能状态,负载由输出电感和输出电容提供电流,相应的变压器的初级电流仍按原方向流动,进入续流状态后,电流略有下降。变压器初始电流通过开关功率管和二极管使开关功率管的损耗得以减小。
2.4 滞后臂谐振过程1（T3-T4）
当T3时刻到来时,开关管S1由导通变为截止,储能电感对C1开始充电,同时,电容C2开始放电使A点的电压逐渐下降,直到C2的电压为0使D2导通。从而为开关功率管S2的零电压导通准备了条件。在这一过程中,参与谐振的电容量为C1和C2的并联,电感仅为Lr,即C=C1+C2,L=Lr
【全桥移相和全桥LLC的区别】
滞后臂谐振过程的微分方程为：
LC（d2Uc/dt2）+Uc=0
其中初始状态时的Uc(0)=0,iLr(0)=I0/k 。
在这一过程中,由于只有Lr参与谐振,而谐振开始时如果Lr的电流Ilr较小,Lr储能不够,那么电容C的谐振电压Uc的峰值就有可能达不到U,这样二极管将不能导通,其对应的开关就不能实现零电压开通。为了使电容的谐振电压峰值能够达到U,电感的储能必须足够高,因此在谐振开始时,电感Lr的电流Ilr必须满足：
1/2（Li2Lr）=1/2(CU2)
这一等式就是设计谐振电感Lr的依据。
2.5 输出功率状态2（T4-T5）
此过程时,开关功率管S2、S3导通,变压器初始电流从B流向A,AB两点电压为-U,变压器次级感应电压使DR1处于导通状态,并通过DR1为输出电感、电容储能。
2.6 超前臂谐振状态2（T5-T6）
此过程中,开关功率管S3由导通变为截止,电容C3开始充电,电容C4开始放电,B点电压逐渐下降到0,为开关功率管S4的零电压开通准备条件。
2.7 续流状态2（T6-T7）
此时,A、B两端电压为0,初级电流按原方向流动,电流强度逐渐减小,变压器次级的DR2仍处于导通状态,以维持电感给负载所提供的电流。
2.8 滞后臂谐过程2(T7-T8)
在T7时刻,开关功率管S2从导通变为截止,电容C2开始充电,而电容C1开始放电使A点的电压逐渐上升到U,从而二极管D1导通,为开关功率管S1的零电压开通准备了条件。至此,一个周期结束。
3 电路分析
3.1 两个谐振过程的比较
在输出功率状态向续流状态转换的谐振过程中,由于其电感大（L=Lr+k2L）,储能多,因此负载电流在很小时便可以使电容电压谐振到零,因此,相位超前的两个桥臂开关S3、S4很容易实现零电压开通。
而在续流状态向输出功率状态转换的谐振过程中,其电感较小,只有Lr参与谐振。所以储能小,负载电流零达到一定值才可以使电容电压谐振到U,因此,相位滞后的两个桥臂S1、S2不太容易实现零电压开通。
为了使后者容易实现零电压开通,在设计开关功率管控制信号时,应使滞后臂的死区时间大于超前臂的死区时间,并使C1、C2的值小于C3、C4.
3.2 占空比丢失现象
移相全桥零电压PWM软开关电路有一个特殊现象就是占空比的丢失。它总是发生在续流状态向输出功率状态转换结束时。在T4时刻,开关功率管S2刚开通,谐振电感Lr的电流刚刚衰减到零或尚未衰减到零,变压器初级处于续流状态,其两端的电压为零,谐振电感Lr承受的电压为U,其电流反向逐渐增大,只有当其电流增大到I0/k时,变压器才退出续流状态,两端的电压才升到U,电感Lr中的电流才不再增大。这样,从S2开通到变压器退出续流状态,变压器并不输出电压,这一段时间即为丢失的占空比,其占空比为：
ΔD=2LrI0/（kUT）
从式中可以看出,谐振电感Lr越大,负载电流I0越大,占空比丢失也越严重。占空比丢失现象将直接导致开关功率管的损耗增大,故必须采取措施加以克服,目前通常采用减小变比来实现。
3.3 能量转换
该移相全桥零电压PWM软开关电路在主变压器（原边）初级串联附加了谐振电感,从而促进了电路中滞后臂实现ZVS 。因同一桥臂的两只并联电容在开关转换时的充放电能量将达到Wc=1/2（CU2）,即一充一放的电容储能变化达CU2,这么大的电场能量需用电感中的磁能来转换。为了顺利完成并联电容的充放电,使并接二极管导通箝位。电路中设计了足够大的电感来帮助电容器中电荷实现转变,电路中的Lr、L的作用就在于此。